OFDM粗同步和整数倍频偏估计问题

粗同步估计的起点的前后浮动，导致连续两个OFDM信号频域相乘存在相位差，使整数倍频偏不准。
-------具体描述-----------------
应用场景是DVB-T，所以没有802.11那样会专门发送训练序列。
每个OFDM会加上循环前缀CP后，连续发送。
大概估计OFDM起点的方法（粗同步），是利用CP的性质来做自相关。自相关求和最大处，即认为估计出来的当前的OFDM信号的起点。但由于多径的干扰，这个估计的起点一般会滞后，大概位于多径的重心处。
小数倍频偏是粗同步顺手完成的，所以先不讨论。问题是后面的整数倍频偏。
查论文后，发现有一种方法很常见，即利用每个OFDM中，“连续导频”都固定在相同位置的特点。现在对前后两个连续符号的相关，注意这次的相关只取导频点。
但这种利用前后两个OFDM符号，来做导频点的相关和的方法，对相位误差很敏感。即，如果OFDM1的估计起点为0（假设估计准确），OFDM2的估计起点为-1（假设估计比真实的OFDM信号提前1个SAMPLE）。那么前后两个OFDM信号的频域相乘后，就会有相位差。导致频偏估计性能下降。
如果强制设定每个ofdm信号都估计在相同的位置后，即使在0dB的瑞丽信道下，整数倍频偏估计准确率也很高。但如果前后两个OFDM信号的估计起点并不相同，那么频偏估计准确率下降明显。
一种设想的方法，是利用前后两个OFDM估计的起点的间隔距离，来做相位的补偿。但这样会增加硬件的复杂度。
请问，针对针对这种情况，有什么解决方法呢？粗同步在我看来，必然会存在估计起点的浮动..?

整数频偏可以用已知导频序列与接收到的符号做频域相关，然后移位再做相关，这样得到的最大的相关值就是整数频偏。

时域前后点移动 造成频域的频偏v，
时域频偏 到了频域只是符号移位n
所以 对符号移位的序列相关求得移位变量n，只要注意相关算法不受v影响就可以了

基于CP的粗同步估计在OFDM符号间存在波动，选择FFT窗口时可以设置一个阈值，当“粗同步位置”和上一个同步位置的偏差小于阈值的时候保持不变。这里“粗同步位置”最好是取当前和前几个OFDM符号粗同步估计值的平均值。

这个方法在有多径和定时偏差影响的时候可能会失效。而楼主用的前后符号同一导频位置做差分的方法则可以消除这两个因素的影响。

  校正小数倍频偏需要ROM表来产生复正弦信号，只要给产生查找表地址的相位累加器的输入加个偏移量，就顺便把整数倍频偏校正了。所以没必要在频域补偿整数倍频偏。
  频偏补偿一般是一个环路，环路都有延迟，估出来的频偏一般要经过一个低通滤波器之后才输入给复正弦产生器。所以第N个符号的估计值有可能会用到第N+1, N+2, 。。。个符号。另外，频偏补偿应该放在符号同步之前和guard一起补偿，所以可以说跟粗同步位置的估计精度没直接关系，只跟频偏的估计精度有关。

跟踪一般是靠环路，噪声大时每个OFDM符号估计出的频偏误差不一定能保证在1~2％子载波间隔内，但对其滤波后误差会小很多。1~2%的估计误差对一个OFDM符号影响（ICI）可能不大，但信道估计如果需要时域插值，那频偏误差的影响就比较大了，相当于OFDM符号间引入了exp(j*2*pi*(-4%~+4%))的乘性噪声。

读曹志刚的论文，或者读ofdm最优接收机的两篇论文